ＤＳＣとは、Differential to Singlend Converterの略らしいですが、一般的言い方ではなさそうです。差動信号をシングルの信号に合成するアンプです。±の加算回路、と思えばいいです。
　音響屋だと、「バランス-アンバランス変換」というと思います。

　差動出力ＤＡＣチップのフロントエンドによく使われ、金田式でも採用しています。

　この回路、±二つの入力がありますが、入力インピーダンスにおいて、”落とし穴”があります。全てのＲを同じ抵抗を使えばバランスが取れる、と思いがちですが、それだと±入力のインピーダンスが一致しなくなるのです。

　非反転入力は2Ｒであることがすぐに判りますが、反転入力のインピーダンスは、反転入力のアンプなので、Ｒ？本当？

　シミュレーションしてみました。こうなります。

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図１　シミュレーション回路

これがシミュレーションした回路。ＭＪ三月号P31の図や、TIのPCM1794のデータシートに記載されているものと同じです。

図２　シミュレーション結果

　図２がＡＣ特性のシミュレーション結果。fc= 164.49740kHzで、フィルタ定数470pFと2kΩからの計算値・169.3kHzと近い値を示しています。

　では、ここで入力インピーダンスを見てみましょう。みかたとしては、V3に対してR1、V4に対してR3への入力電流を見てやればよいです。

図３　+、-各入力のインピーダンス特性

　図３の入力インピーダンス特性のシミュレーション結果です。縦軸は単位は「Ω」です。計算は[入力電圧]/[入力抵抗に流れる電流]で表示しています。みてみてください。+入力（POSIN）は100Ｈzで4kΩです。R1+R2で2k+2k=4kΩなのであっています。

　問題は-入力（NEGIN）です。シミュレーション結果：1.3333kΩ。ちょっと考えると、あ、なーんだ、そうりゃそうだ、となりますが、+入力のそれの1/3です。

　なんでそうなるのか？

　ちょっと考えてみましょう。まず、+入力を殺す（Ｖ3を入れないでＧＮＤに落とす）と、

図４　Ｖ3を入力しない回路

その結果は、

図５　図４の結果　-入力のインピーダンスは2ｋΩ

　図５がシミュレーション結果ですが、-入力（NEGIN）は2kΩと、+入力が無くなると、さっきと違うインピーダンスになっちゃいます。

　これは、OPAMPのマイナス入力端子がプラス入力端子とバーチャル・ショートであるためです。±の入力に逆相・同振幅が加わると、Ｒ3の両端を考え、入力側端子はＶ4の電圧、ＯＰＡＭＰ側の端子はＶ3の半分（R1とR2で分圧されるので）が加わり、Ｒ3の両端は

Ｖ４　-　0.5*Ｖ３＝1.5*Ｖ４

なぜならＶ4＝-Ｖ3

と、Ｖ4の1.5倍の振幅にさらされているのです。Ｒ３の抵抗は見かけ上、1/1.5の1.333kになったも同然です。ですから+入力（POSIN）が無くなると、Ｖ3が発生しないので電圧が半分になり、Ｒ３のOPAMP側の端子はGNDにバーチャル・ショートなのでＲ３は２kΩのままです。この場合は反転アンプなのでＲ3が入力インピーダンスそのものになるからです。

　対策としては、Ｒ3，Ｒ4を３倍、C2を1/3にすることです。

図６　入力インピーダンスが合うように対策

E24にない変則的な値ではありますが、図６の対策をすると、図７の様に入力インピーダンスは±とも、4kΩになります。

図７　対策後の入力インピーダンス特性

図8　対策後の周波数特性

　図７，８が対策後です。±の入力インピーダンスが4kΩ、周波数特性も、fcが若干違います(164.198kHz)が誤差の範囲です。

　実際の回路では、E24などからうまい値を選んで決定してください。

　ということで、このDSCの前につくI/V変換が完全対称などの金田式だった場合、付加抵抗でオープンループゲインが影響を受けてしまいます。これは、±入力のインピーダンス、あわせておいたほうが無難なのではないでしょうか？フィルタのコンデンサの定数は、並列のＲとの時定数が一緒になるように（積が同じ）合わせればよいです。

　当然、前段のアンプの付加駆動能力が十分にあるのであれば、気にするほどのこともないのですが、これがもし高周波アンプだったばあい、高域でのCMRRに関わってきます。是非入力インピーダンスはあわせなければなりません。

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　追記(08.07.07)：

　ちょっとこの回路が判りにくいというかたがいらっしゃったので、追記します。

図９　原理図

　V3,V4は位相反転、同振幅の理想電圧源。V3から、R1とR2で分圧され、OPAMPの+入力（Ａ点）にV3/2の電圧が加わります。

　Ａ点とＢ点はバーチャル・ショートなので、帰還によっていつも”ほぼ”同じ電圧になるようにＢ点の電圧はＡ点の電圧に追従します。

　すると、R3にとっては、Ｂ点は電源でドライブされているも同然です。V4と逆振幅で、かつV4/2の電圧でＢ点はドライブされているのです。R3は、入力側はV4、OPAMP側はV4/2の電圧でドライブされ、1.5×V4の電圧がR3の両端にかかることになり、流れる電流はそれだけ増大します。

　V4から見て、R3に電圧を加えるとそれだけの電流が流れる、というのであれば、その電圧/電流がV4の負荷抵抗となります。

　で、V3のおかげで予期せぬ負荷になっちゃいます。

　じゃあ、もっと意地悪して、元の回路にV3に10kHz、V4に1kHzの信号を加えると、どんなになるのでしょう？過渡応答のシミュレーションをやってみました。

図10　シミュレーション回路

図11　図10のシミュレーション結果

　図10の、上の方はR1に流れる10kHzの電流です。±25μAの振幅です。
下の方は、R3に流れる電流。なんと、V4にはあるはずもない10kHzの信号がR3に重畳されています。振幅も±75μAくらいあります。流れ込む電流が全くバランスが取れていないことも判ると思います。

　もっともこれはDSCの本来の使い方ではありません。動作の理解のために変則的なことをしてみました。

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追記(08.08.30)：一般化

　この回路に於いて、ではゲインが1倍ではない場合についてどうなるのか、一般化して考えてみました。

　

図９　ゲインが様々な場合・・・・

　図9に書きましたが、差動で入力が入っている場合、R3の両端にはV4の[ 1+ {R2/(R1+R2)}]倍の電圧が発生します。

　これから、まず差動ゲインGdiffは

　Gdiff = { R2/(R1+R2) } * (1+R4/R3)
= R2/R1　・・・（１）
　または、
　R2 = R1 * Gdiff　・・・（１）’

　R3 = R1+2*R2　・・・（２）

　R4 = R3*(R2/R1)　・・・（３）

　この式を満たすように各抵抗、ゲインを決定すれば、POSIN、NEGIN各入力インピーダンスZp,Znは等しくなります。

　Zp = R1+R2　・・・（４）

　Zn = R3/{1+R2/(R1+R2)} = Zp　・・・（５）

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　これらの式を表計算に入れるなどすれば、容易に計算可能です。

　たとえば、ゲイン4倍でR1が10kΩを考えますと（１）’式から、

　R2 = 10k * 4 =40k

　（２）式から

　R3 = 10k + 2*40k = 90k

　（３）式から

　R4 = 90k * ( 40k / 10k ) = 360k

　ここでZp,Znを検算すると、

　（４）式から

　Zp = 10k + 40k = 50k

　（５）式から

　Zn = 90k / { 1+ 40k / (10k + 40k)} = 90k / 1.8 = 50k

　となり、入力インピーダンスが±とも50ｋのDSC回路ができあがります。

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